Ontwerp van Current Mode Based Oscillator voor Class D Audio Power Amplifiers - Ajarnpa

2024 Auteur: John Day | [email protected]. Laatst gewijzigd: 2024-01-30 11:14

In de afgelopen jaren zijn Klasse D audio-eindversterkers de voorkeursoplossing geworden voor draagbare audiosystemen zoals MP3 en mobiele telefoons vanwege hun hoge efficiëntie en lage stroomverbruik. De oscillator is een belangrijk onderdeel van de klasse D audioversterker. De oscillator heeft een belangrijke invloed op de geluidskwaliteit, chipefficiëntie, elektromagnetische interferentie en andere indicatoren van de versterker. Hiertoe ontwerpt dit artikel een stroomgestuurde oscillatorschakeling voor klasse D-vermogensversterkers. De module is gebaseerd op de huidige modus en implementeert hoofdzakelijk twee functies: één is om een driehoekig golfsignaal te leveren waarvan de amplitude evenredig is met de voedingsspanning; de andere is om een blokgolfsignaal te leveren waarvan de frequentie bijna onafhankelijk is van de voedingsspanning, en de werkverhouding van het blokgolfsignaal is 50%.

Stap 1: Current Mode Oscillator Principe

Het werkingsprincipe van de oscillator is om het laden en ontladen van de condensator te regelen door de stroombron via de MOS-schakelbuis om een driehoekig golfsignaal te genereren. Een blokschema van een conventionele op stroommodus gebaseerde oscillator wordt getoond in figuur 1.

Ontwerp van Current Mode Based Oscillator voor Class D Audio Power Amplifiers

In FIG. 1, R1, R2, R3 en R4 genereren drempelspanningen VH, VL en een referentiespanning Vref door een spanning te delen door een voedingsspanning. De referentiespanning wordt vervolgens door een LDO-structuur van versterkers OPA en MN1 geleid om een referentiestroom Iref te genereren die evenredig is met de voedingsspanning. Dus er zijn:

MP1, MP2 en MP3 in dit systeem kunnen een spiegelstroombron vormen om laadstroom IB1 te genereren. De spiegelstroombron bestaande uit MP1, MP2, MN2 en MN3 wekt een ontlaadstroom IB2 op. Er wordt aangenomen dat MP1, MP2 en MP3 gelijke verhoudingen van breedte tot lengte hebben, en dat MN2 en MN3 gelijke verhoudingen van breedte tot lengte hebben. Dan zijn er:

Wanneer de oscillator werkt, laadt de MP3-buis tijdens de laadfase t1, CLK=1 de condensator op met een constante stroom IB1. Daarna stijgt de spanning op punt A lineair. Wanneer de spanning op punt A groter is dan VH, wordt de spanning aan de uitgang van cmp1 naar nul gedraaid. De logische besturingsmodule bestaat voornamelijk uit RS-flip-flops. Wanneer de uitvoer van cmp1 0 is, wordt de uitgangsklem CLK geïnverteerd naar een laag niveau en is CLK een hoog niveau. De oscillator gaat de ontladingsfase t2 binnen, op welk punt de condensator C begint te ontladen met een constante stroom IB2, waardoor de spanning op punt A daalt. Wanneer de spanning onder VL daalt, wordt de uitgangsspanning van cmp2 nul. De RS-flip-flop klapt om, CLK gaat hoog en CLK gaat laag, waardoor een periode van opladen en ontladen is voltooid. Aangezien IB1 en IB2 gelijk zijn, zijn de laad- en ontlaadtijden van de condensator gelijk. De stijgende flankhelling van de A-punt driehoekige golf is gelijk aan de absolute waarde van de dalende flankhelling. Daarom is het CLK-signaal een blokgolfsignaal met een duty-ratio van 50%.

De uitgangsfrequentie van deze oscillator is onafhankelijk van de voedingsspanning en de amplitude van de driehoekige golf is evenredig met de voedingsspanning.

Stap 2: Implementatie van oscillatorcircuit

Het ontwerp van het oscillatorcircuit dat in dit artikel is ontworpen, wordt getoond in figuur 2. Het circuit is verdeeld in drie delen: een circuit voor het genereren van een drempelspanning, een circuit voor het genereren van laad- en ontlaadstroom en een logisch regelcircuit.

Ontwerp van Current Mode Based Oscillator voor Class D Audio Power Amplifiers Afbeelding 2 Oscillator-implementatiecircuit

2.1 Drempelspanning generatie-eenheid

Het drempelspanningsopwekkingsgedeelte kan worden gevormd door MN1 en vier spanningsdelende weerstanden R1, R2, R3 en R4 met gelijke weerstandswaarden. De MOS-transistor MN1 wordt hier als schakeltransistor gebruikt. Als er geen audiosignaal wordt ingevoerd, stelt de chip de CTRL-aansluiting laag in, VH en VL zijn beide 0V en de oscillator stopt met werken om het statische stroomverbruik van de chip te verminderen. Als er een signaalinvoer is, is CTRL laag, VH=3Vdd/4, VL=Vdd/4. Als gevolg van de hoogfrequente werking van de comparator, als punt B en punt C direct zijn verbonden met de comparatoringang, kan elektromagnetische interferentie worden gegenereerd op de drempelspanning via de parasitaire capaciteit van de MOS-transistor. Daarom verbindt deze schakeling punt B en punt C met de buffer. Circuitsimulaties tonen aan dat het gebruik van buffers elektromagnetische interferentie effectief kan isoleren en de drempelspanning kan stabiliseren.

2.2 Opwekking van laad- en ontlaadstroom

Stroom evenredig met de voedingsspanning kan worden gegenereerd door OPA, MN2 en R5. Aangezien de versterking van de OPA hoog is, is het spanningsverschil tussen Vref en V5 verwaarloosbaar. Vanwege het kanaalmodulatie-effect worden de stromen van MP11 en MN10 beïnvloed door de source-drain-spanning. Daarom is de laad-ontlaadstroom van de condensator niet langer lineair met de voedingsspanning. In dit ontwerp gebruikt de huidige spiegel een cascode-structuur om de source-drain-spanning van MP11 en MN10 te stabiliseren en de gevoeligheid voor de voedingsspanning te verminderen. Vanuit AC-perspectief verhoogt de cascodestructuur de uitgangsweerstand van de stroombron (laag) en vermindert de fout in de uitgangsstroom. MN3, MN4 en MP5 worden gebruikt om een voorspanning voor de MP12 te leveren. MP8, MP10, MN6 kunnen voorspanning leveren voor MN9.

2.3 Logische besturingssectie

De uitgangen CLK en CLK van de flip-flop zijn blokgolfsignalen met tegengestelde fasen, die kunnen worden gebruikt om het openen en sluiten van MP13, MN11 en MP14, MN12 te regelen. MP14 en MN11 fungeren als schakeltransistoren, die functioneren als SW1 en SW2 in figuur 1. MN12 en MP13 fungeren als hulpbuizen, waarvan de belangrijkste functie is om de bramen van de laad- en ontlaadstroom te verminderen en het scherpschietende fenomeen van driehoekige golven te elimineren. Het fenomeen scherp schieten wordt voornamelijk veroorzaakt door het kanaalladinginjectie-effect wanneer de MOS-transistor zich in de toestandsovergang bevindt.

Ervan uitgaande dat MN12 en MP13 worden verwijderd, wanneer CLK overgaat van 0 naar 1, wordt MP14 in de uit-stand gezet en wordt de huidige bron bestaande uit MP11 en MP12 gedwongen om het diepe lineaire gebied vanuit het verzadigingsgebied onmiddellijk binnen te gaan, en MP11, MP12, MP13 zijn De kanaallading wordt in zeer korte tijd onttrokken, wat een grote glitch-stroom veroorzaakt, waardoor een piekspanning op punt A ontstaat. Tegelijkertijd springt MN11 van de uit-stand naar de aan-stand, en de huidige lagen samengesteld uit MN10 en MN9 gaan van het diepe lineaire gebied naar het verzadigingsgebied. De kanaalcapaciteit van deze drie buizen wordt in korte tijd opgeladen, wat ook een grote Burr-stroom en piekspanning veroorzaakt. Evenzo, als de hulpleiding MN12 wordt verwijderd, genereren de MN11, MN10 en MN9 ook een grote glitch-stroom en een piekspanning wanneer de CLK wordt gehopt. Hoewel MP13 en MP14 dezelfde breedte-tot-lengteverhouding hebben, is het poortniveau tegenovergesteld, dus MP13 en MP14 zijn afwisselend ingeschakeld. MP13 speelt twee hoofdrollen bij het elimineren van de piekspanning. Zorg er eerst voor dat MP11 en MP12 gedurende de hele cyclus in het verzadigingsgebied werken om de continuïteit van de stroom te garanderen en de scherpe spanning veroorzaakt door de huidige spiegel te vermijden. Ten tweede, zorg dat MP13 en MP14 een complementaire buis vormen. Dus, op het moment van de CLK-spanningsverandering, wordt de kanaalcapaciteit van één buis opgeladen en wordt de kanaalcapaciteit van de andere buis ontladen, en de positieve en negatieve ladingen heffen elkaar op, waardoor de glitch-stroom aanzienlijk wordt verminderd. Evenzo zal de introductie van MN12 dezelfde rol spelen.

2.4 Toepassing van reparatietechnologie

De parameters van verschillende batches MOS-buizen variëren tussen wafels. Onder verschillende proceshoeken zal de dikte van de oxidelaag van de MOS-buis ook anders zijn, en de corresponderende Cox zal dienovereenkomstig veranderen, waardoor de laad- en ontlaadstroom verschuiven, waardoor de uitgangsfrequentie van de oscillator verandert. Bij het ontwerp van geïntegreerde schakelingen wordt de trimtechnologie voornamelijk gebruikt om het weerstands- en weerstandsnetwerk (of condensatornetwerk) te wijzigen. Verschillende weerstandsnetwerken kunnen worden gebruikt om de weerstand (of capaciteit) te verhogen of te verlagen om verschillende weerstandsnetwerken (of condensatornetwerken) te ontwerpen. De laad- en ontlaadstromen IB1 en IB2 worden voornamelijk bepaald door de stroom Iref. En Iref=Vdd/2R5. Daarom kiest dit ontwerp ervoor om de weerstand R5 te trimmen. Het trimnetwerk wordt getoond in figuur 3. In de figuur zijn alle weerstanden gelijk. In dit ontwerp is de weerstand van weerstand R5 45kΩ. R5 is in serie geschakeld door tien kleine weerstanden met een weerstand van 4,5 kΩ. Het samensmelten van de draad tussen de twee punten A en B kan de weerstand van R5 met 2,5% verhogen, en het samensmelten van de draad tussen B en C kan de weerstand met 1,25% verhogen, tussen A, B en B, C. De zekeringen zijn allemaal doorgebrand, wat de weerstand met 3,75% verhoogt. Het nadeel van deze trimtechniek is dat het alleen de weerstandswaarde kan verhogen, maar niet de kleine.

Figuur 3 weerstand reparatie netwerkstructuur

Stap 3: Analyse van simulatieresultaten

Dit ontwerp kan worden geïmplementeerd op het 0,5 m CMOS-proces van CSMC en kan worden gesimuleerd met de Spectre-tool.

3.1 Verbetering van driehoekige golf door complementaire schakelbuis

Figuur 4 is een schematisch diagram dat de verbetering toont van de driehoekige golf door de complementaire schakelbuis. Uit figuur 4 blijkt dat de golfvormen van MP13 en MN12 in dit ontwerp geen duidelijke pieken hebben wanneer de helling verandert, en het fenomeen van golfvormverscherping verdwijnt nadat de hulpbuis is toegevoegd.

Figuur 4 Verbeterde golfvorm van de complementaire schakelbuis naar de driehoekige golf

3.2 Invloed van voedingsspanning en temperatuur

Uit figuur 5 blijkt dat de frequentie van de oscillator verandert in 1,86% wanneer de voedingsspanning verandert van 3V naar 5V. Wanneer de temperatuur verandert van -40°C naar 120°C, verandert de oscillatorfrequentie met 1,93%. Het is te zien dat wanneer de temperatuur en de voedingsspanning sterk variëren, de uitgangsfrequentie van de oscillator stabiel kan blijven, zodat de normale werking van de chip kan worden gegarandeerd.

Figuur 5 Effect van spanning en temperatuur op frequentie

Stap 4: Conclusie

Dit document ontwerpt een stroomgestuurde oscillator voor klasse D audio-eindversterkers. Typisch kan deze oscillator vierkante en driehoekige golfsignalen uitvoeren met een frequentie van 250 kHz. Bovendien kan de uitgangsfrequentie van de oscillator stabiel blijven wanneer de temperatuur en voedingsspanning sterk variëren. Bovendien kan de piekspanning ook worden verwijderd door complementaire schakeltransistoren toe te voegen. Door een techniek voor het trimmen van het weerstandsnetwerk te introduceren, kan een nauwkeurige uitgangsfrequentie worden verkregen in aanwezigheid van procesvariaties. Momenteel wordt deze oscillator gebruikt in een klasse D audioversterker.